摘要：為了抑制和排除潛水式電磁流量計測量過程中的干擾，提高信噪比，提高測量的精確度和穩定性，討論了潛水式電磁流量計幾類干擾噪聲產生的物理機理和特征，簡要闡述了潛水式電磁流量計的幾種硬件和軟件方面的抗干擾技術。硬件方面設計了高精度低功耗的矩形波激磁電路，并從激磁電路中引出A/D轉換器的參考電壓，提高了A/ D轉換結果的抗干擾能力。軟件方面主要采用“計算斜率法”和“正負差值法”相結合的方法消除零點漂移。實驗表明，這些方法在智能潛水式電磁流量計的測量過程中取得了明顯的效果。
潛水式電磁流量計是利用法拉*電磁感應定律來測量導電液體的體積流量的儀表，具有很多突出的優點，例如：無可動部件，不會產生壓力損失和堵塞管道；測量導電介質的流量，不受溫度、黏度、密度、壓力、雷諾數以及在一定范圍內電導率變化的影響；測量原理為線性，精度高，測量范圍大；耐腐蝕性好并且可測量正反流速等等。但在實際測量中，干擾信號與有用的信號混在一起，它們不僅成分復雜，而且有時候干擾信號還會比流量信號大。在這種情況下怎樣抑制和排除這些干擾，提高信噪比，提高測量的精確度和穩定性就成了研制和使用潛水式電磁流量計的一個技術關鍵。
以往的潛水式電磁流量計的設計很多還有待改進，例如：激磁電路基本采用模擬式恒流源，功耗大的同時也引入了干擾，并且精確度不高；轉換器大多使用8位或16位的單片機，較為復雜的算法就難以實現或響應時間過慢；抗干擾主要集中在硬件電路的設計等。本系統采用32位ARM處理器，提高數據處理能力和算法復雜度；并設計了低功耗的激磁電路，同時利用反饋原理消除激勵電流不穩定對A/D轉換結果的影響并在軟件算法和硬件電路方面提出了有效的消除零點漂移以及其他干擾的措施，使潛水式電磁流量計測量精度更為提高。
1、潛水式電磁流量計的測量原理
由法拉*電磁感應定律可知，當導體在磁場中做切割磁力線運動時，在導體兩端就產生感應電動勢。設在磁場強度為B的均勻磁場中放置一個垂直于磁場方向的直徑為D的管道，當導電液體在管道中流動時，導電液體切割磁力線，就會在和磁場及流動方向垂直的方向產生感應電動勢。如果在管道截面上垂直于磁場的直徑兩端安裝一對電*，兩電*之間就會產生感應電動勢。如管道內流速v為軸對稱分布，不考慮感應電動勢的正負可得：

其中，B為磁感應強度，A為磁通量變化面積，D為導體長度，dl為被測介質運動的距離，v為被測介質運動的速度，U為感應電動勢。
所測液體的體積流量為：

式（1）說明，導體在磁場內作切割磁力線運動，導體兩端產生的感應電動勢的大小與磁感應強度B成正比，與導體的長度D成正比，與導體運動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流量與感應電動勢成正比，這就是潛水式電磁流量計的設計原理。
2、潛水式電磁流量計中的干擾源分析
傳感器提供給轉換器的流量信號是電*間的電位差，即一種電壓信號。在實際測量中，由于電磁感應、靜電感應以及電化學電勢等原因，電*上所得到的電壓不僅僅是與流速成比例的電動勢，也包含各種各樣的干擾成分在內。
*先潛水式電磁流量計工作現場存在大量的工頻信號，耦合在激磁回路、電*、前端放大器的工頻干擾噪聲對流量測量的準確性造成*大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其干擾主要表現為由激磁電流突變產生的微分干擾信號，隨著電流的穩定，干擾信號隨之消失；另外，由于電磁流量傳感器的“變壓器效應”，會產生相位上與流量信號相差90°的正交干擾信號；此外，由于電磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引起返回電流不平衡產生共模干擾，它可能導致電路某些參考電位變化，是造成潛水式電磁流量計零點漂移的原因之一，同時產生高的輻射電場使電路的電磁兼容性惡化；串模干擾是由于印刷電路板設計電磁兼容性考慮不足造成的信號質量下降，特別是高速走線和模擬電路易受到影響；還有就是電化學*化電動勢干擾，它是被測液體中電解質在感應電場作用下在電*表面*化產生，是潛水式電磁流量計零點漂移的主要原因。
3、潛水式電磁流量計的抗干擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設計
該系統采用6.25Hz的雙*性低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁產生的電**化效應，也可以克服工頻正弦波激磁產生的正交干擾影響。
以往的激磁電路的設計都是采用恒流源和可控開關電路組成。恒流源是由電壓基準、比較放大、控制調整和采樣等部分組成的直流負反饋自動調節系統，常用的激磁電路就是用串聯調整型恒流電源盒控制開關組成的，如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關，以達到使線圈RL中流經正負交換的電流，對傳感器激磁。

由理想運算放大器“虛短”原理可知：

由此可知，要想獲得一個穩定的輸出電流Is，*先，必須要提供一個高精度的基準電壓和高精度采樣電阻。由于運放在調整控制過程中的作用，運放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運放是必要的選擇。由于采樣電阻與負載串連，流過的電流通常比較大，因此局部溫度也會隨之上升，導致元器件溫度上升，恒流源的溫度穩定性變壞，采樣電阻Rs隨溫度或其他環境參數的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調整管，因此調整管上的功耗也很大，必須選擇大功率的晶體管，然而大功率晶體管需要較大的基*驅動電流，以滿足對運放有較高驅動能力的要求。再次，雙*型三*管的漏電流和電流放大系數對溫度比較敏感，溫度穩定性較差。還有，電壓電流變換器使用的負反饋閉環控制，電流穩定度與放大器放大倍數有直接關系，在大功率電源里基本上是倒數關系。運放的溫度漂移和失調對電路的精度和溫度穩定性有很大的影響。
為此，設計了一個新型的激磁電路，并將激勵電流反饋到A/D轉換器，以消除激勵電流不穩定對A/D轉換結果的影響，如圖2。

其中+24V是由220V的交流電通過變壓、整流、濾波之后，輸入可調集成穩壓器LM317，通過高精度的滑動變阻器調節而得到的恒壓源。LM317保證1.5A輸出電流，典型線性調整率0.01%，典型負載調整率0.1%，80dB紋波抑制比，輸出短路保護，過流、過熱保護，調整管安全工作區保護。系統的微控制器采用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控制圖2中的P2.8和P2.9，ARM7芯片STR710進行控制，使端口P2輸出正負24V交變的矩形波，從而對傳感器激磁。另外，Vref（+）接該系統A/D轉換器的參考輸入端VREF（+）。
整個電路的工作過程為：當P2.9為高電平時，Q1、Q2、Q3、Q4導通，此時Q5的基*電流為零，Q5截止，此時P2的端口2輸出+24V的電壓。此時P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時有電流流經Q10基*，并使其基*和發射級導通，Q10的功能相當于一個二*管的作用，此時P1端口沒有電壓輸出。那么，A/D轉換器的參考輸入端Vref（+）為：

其中，Vp2是P2端口輸出電壓幅值的絕對值，此處應該是+24V。整個電路是對稱的，且R15=R20，當P2.9為低電平，P2.8為高電平時，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而復始輸出頻率為6.25Hz的的雙*性矩形波。用Multisim仿真結果如圖3所示。

此外，把Vref（+）作為A/D轉換器的參考輸入，可以大大提高系統的溫度穩定性。A/D轉換的結果可表示為：

其中，Vin為經放大、濾波處理過的電壓信號，也是A/D轉換器的輸入信號，Vout為傳感器輸出的原始流量信號，K0為信號放大倍數。
由公式（1）可知：

通電螺線管線圈產生的磁場為：

其中，μ0為真空磁導率，N為傳感器線圈匝數，I為流過線圈的電流，l為線圈的長度。
由圖2可知：

把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可得：

由式（11）、（12）可知在保證R21精度的前提下，A/D轉換的結果只與液體的流速有關，不受電磁流量傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控制三*管的通斷得到激磁信號，三*管的為電流控制元件，該電路實現了小電流控制大電壓，三*管的功耗低，電路的響應速度快，溫度穩定性好，抗干擾能力強，對潛水式電磁流量計整體精度的提高起到了決定性的作用。
3.2微分干擾和工頻干擾的消除
信號中往往同時存在微分干擾和工頻干擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難將工頻干擾完全濾出。本系統采用了同步采樣和工頻補償技術，以抑制流量信號電勢中混入工頻干擾和工頻電源頻率波動產生工頻干擾，并有效去除微分干擾。同步采樣技術，采樣開始時間滯后激磁信號1/4個周期，其采樣脈寬為工頻周期的偶數倍，消除微分干擾的同時使流量信號電勢中工頻干擾平均值等于零，以消除工頻干擾的影響；工頻電源的頻率波動補償是保證頻率的動態波動中，激磁電源和采樣脈沖得以同步調整，真正實現同步采樣技術和同步激磁技術，同步A/D轉換，降低了微分干擾和工頻干擾的影響。
3.3零點漂移消除
所謂零點漂移，就是當傳感器的輸入信號為零時，放大器的輸出并不是零。零點漂移的信號會在各級放大的電路間傳遞，經過多級放大后，在輸出端成為較大的信號，由于傳感器輸出的有用信號較弱，零點漂移就可能將有用信號淹沒，使電路無法正常工作。零點漂移可分為基線零點漂移和斜率零點漂移。對于零點漂移的抑制，該系統采用軟硬件相結合的措施。硬件電路方面，采用三運放的差動電路輸入，實現對大內阻的微弱信號采集，并有效抑制了共模信號的引入。一級放大電路之后采用隔直電容，濾除基線零點漂移，防止直流信號過大，超出A/D轉換的輸入范圍。
有時硬件的方法是不可能完全滿足系統的要求的，必須結合軟件的方法才能更好地達到系統的要求，也就是現在所說的軟件即是虛擬硬件。結合硬件采用軟件的方法簡單易行，可以很好消除采集數據中的零點漂移，并且其成本比用硬件的方法低，改進軟件的算法可以方便實現對系統的改進。對于該系統的零點漂移，采用“計算斜率法”和“正負差值法”相結合的方法可以很有效地消除基線零點漂移和斜率零點漂移對潛水式電磁流量計精度的影響。
圖4為經過信號處理和同步采樣后的信號，同時存在基線零點漂移和斜率零點漂移。斜率零點漂移則多見于積分系統，隨著時間的推移，積分器的零點可能會出現**間累加漂移。此外，外界的環境溫度的變化也是斜率零點漂移產生的重要原因。

鑒于斜率零點漂移產生的機理，可以在標定的時候確定零點漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為零的時候對輸出信號進行采樣，設從時間t1進行采樣，采樣歷時Δt，經過一段時間后又從t2開始采樣，歷時Δt后采樣結束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值后對剩下（n-2）個值進行平均，得：

那么斜率零點漂移的斜率為：

對于基線零點漂移，“正負差值法”是比較有效便捷的選擇，它不需要直接消除信號中的基線零點漂移，而是通過算法上去掉基線零點漂移對測量結果的影響。該系統中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由于所測量的液體流速不會有明顯的突變，所以在信號的一個周期0.16s內，可以采用一個波峰減去波谷的均值來表示此時的流量信號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是從nT+T/4到nT+T/2采樣結果的算術平均值，y1是從到（n+1）T進行采樣結果的算術平均值。但是由于斜率零點漂移的存在，會出現如圖3中|y3-y2|的誤差，所以需要利用式（15）的結果對該誤差進行修正，修正后的結果也就是此時管道中液體感應出的電動勢為：

對于式（16）結果，去除了工頻干擾、微分干擾、零點漂移的影響，大大提高了潛水式電磁流量計的測量精度。
3.4其他去除干擾的措施
對于由電磁流量傳感器的“變壓器效應”所產生的正交干擾，采用“變送器調零法”來消除，這個方法既方便又實用。
軟件設計方面，采用了數字濾波技術，它能完成模擬濾波不能完成的功能，很容易剔出脈沖干擾，消除數字電路毛刺，提高A/D轉換的抗工頻干擾能力以及輸入微處理器數字的可靠性。此外，還采用了掉電保護技術，軟件指令冗余措施，軟件陷阱抗干擾方法以及看門狗技術，這些措施的采用有效地排除了智能潛水式電磁流量計微處理器失控。
在PCB電路板制作上，采用數字地與模擬地分開走線并加粗，*后用0歐電阻單點相連。數字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容，并協調好不同類型IC的點評匹配。數字信號和模擬信號分開走線，有效防止了并行走線產生寄生電容和共生電容。選擇高性能的抗干擾芯片，這是抗干擾技術重要環節。
在潛水式電磁流量計的安裝方面，使傳感器的外殼應接地，并且將流量調節閥門放在流量計的下游，垂直安裝（若水平安裝的流量計應保證上游10倍直徑，下游5倍直徑的直管段），這樣達到整流的目的，從而減小了流速分布不均對測量精度的影響。減短信號傳送電纜，否則由電纜分布電容引起的負載效應就會增大測量誤差，也增加了信號受到干擾的可能。
4、結束語
智能潛水式電磁流量計多種抗干擾技術的采用，大大抑制和消除了干擾信號對有用信號的影響，增強了潛水式電磁流量計的抗干擾能力，經潛水式電磁流量計制作樣機反復實驗證明，測量精度可達到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性。